"МЯГКО" КОММУТИРУЕМЫЙ ИНВЕРТОРНЫЙ ИСТОЧНИК ДЛЯ ЭЛЕКТРОДУГОВОЙ СВАРКИ
H. Mecke, W. Fischer, F. Werter
Краткое содержание.
Современные источники питания для электродуговой сварки
главным образом строятся по инверторному принципу. Увеличение частоты преобразования до,
приблизительно, 100 кГц является желательным с точки зрения дальнейшего повышения
возможностей управления процессом сварки и снижения массогабаритных показателей, что может
быть достигнуту лишь с использованием "мягкой" коммутации силовых
полупроводниковых приборов. Авторами был разработан новый метод управления ZVZCS - PS - FB -
преобразователем, учитывающий специфические статические и динамические условия нагрузки
электрической дугой.
Результаты моделирования и экспериментальной проверки
показали хорошие результаты во всем диапазоне нагрузок.
ВВЕДЕНИЕ
Источники питания с электронным управлением широко
используются в различных промышленных электросварочных процессах. Увеличение частоты
коммутации с 50 Гц, в фазоуправляемых выпрямителях, до приблизительно 20…60 кГц, в
современных управляемых транзисторных инверторах, позволяет существенно уменьшить размеры и
вес источника сварочного тока. Кроме того может быть достигнуто точное управление сварочным
процессом с сложным алгоритмом подвода тепла, капельного переноса металла и поведения дуги
[1]. Например в момент замыкания сварочной цепи имеются два условия с различными
требованиями к источнику питания - это напряжение холостого хода, примерно 50В, и быстрое
повышение сварочного тока. Для получения управляемого процесса капельного переноса металла,
необходимо обеспечить нарастание тока нагрузки от 20А до 500А за время не более 200 мкс,
при длительности импульса порядка 1 мс и частоте повторения импульсов 200Гц.
Сегодня ассиметричный полумостовой прямоходовый
конвертер стал любимой топологией для инверторного сварочного источника. Для получения
более высокой выходной мощности, используют два преобразователя включенных параллельно по
входу и выходу, но работающих со сдвигом фазы в 180гр.[2]. Здесь обычно используются
"жестко" коммутируемые IGBT или MOSFET транзисторы с демпферирующими (снабберными) цепочками,
которые коммутируются в зависимости от напряжения питания и мощности нагрузки.
Потери переключения ограничивают частоту переключения,
поэтому, для увеличения частоты, необходимо уменьшать потери, используя резонансные и
"мягко" коммутируемые топологии.
С точки зрения снижения коммутационных потерь к
источнику сварочного тока предъявляются определенные требования, вытекающие из параметров
процесса электродуговой сварки:
крайне широкий диапазон изменения нагрузки: от холостого хода до короткого замыкания;
крайне широкий диапазон регулирования тока нагрузки, необходимый для влияния на процесс
сварки;
обеспечение быстрого изменения тока нагрузки;
Из этих требований следует, что режим работы снабберов должен быть не зависимым
от нагрузки, чтобы обойтись без потерь переключения.
Наши исследования, основанные на результатах моделирования, показали, что резонансная
и "мягко" коммутируемая топологии имеют ряд существенных недостатков:
коммутационные потери при выключении, резонансные эффекты (последовательный резонанс с
частотой выше резонансной) [3], [4];
трудности с обеспечением отсутствия коммутационных потерь в широком диапазоне мощностей
нагрузки ("мягко" коомутируемые конвертеры с переключением при нулевом токе ключа - ZCS) [5];
высокие затраты из-за дополнительных элементов схемы (мультирезонансные конвертеры с
переключением при нулевом токе (ZCS) и нулевом напряжении (ZVS)) [7], [8];
малые токи нагрузки ( ZCS-PS-FB конвертеры) [6]; Прим.: ZCS-PS-FB: "zero current
switching - phase shifted - full bridge", то есть - "мостовой с фазовым сдвигом и
коммутацией при нулевом токе";
СХЕМА ТОПОЛОГИИ И ОСНОВЫ ФУНКЦИОНИРОВАНИЯ
Новая топология, удовлетворяющая требованиям,
предъявляемым к сварочным источникам питания, с их весьма динамичной нагрузкой - это
PS-ZVZCS-FB Converter (конвертер с фазовым сдвигом, коммутацией при нулевом токе и нулевом
напряжении на ключевом элементе, полномостовой) [8], показанный на рис.1.
Приведенная на Рис.1 топология позволяет регулировать
напряжение на первичной обмотке трансформатора за счет изменения фазового сдвига между
сигналами управления силовыми транзисторами двух полумостовых плеч. В отличие от
стандартного ZVS-PS-FB-конвертера в данной схеме последовательно с первичной обмоткой
включена блокирующая емкость и насыщающийся дроссель. Вместо четырех конденсаторов,
включенных между коллектором и эмиттером транзисторов в стандартной топологи, в
предлагаемой схеме достаточно двух. Главная идея заключается в реализации такого алгоритма
управления силовыми транзисторами, при котором одно плечо моста будет коммутироваться при
нулевом напряжении на транзисторах, а второе плечо - при нулевом токе через силовые
транзисторы [8].
На Рис.2 приведены стандартные диаграммы сигналов
управления [8] и идеализированные формы кривых переключения PS-ZVZCS-FBC конвертера сильно
нагруженного током сварочной дуги. Считаем, что ключи S1-S4 и диоды D1-D4 идеальные.
Идеализированный трансформатор с дискретной индуктивностью рассеяния Ltrl первичной обмотки. Идеальный насыщающийся
дроссель Ls (сердечник которого не имеет гистерезиса). Ток нагрузки IL постоянный.
На приведенных диаграммах можно выделить семь характерных временных интервалов для
последующего анализа работы схемы моста для обоих направлений (S1/S4, S2/S3). Интервал Т1 (t0<=t<=t1):
В момент времени t0 открывается транзистор S4, при этом
транзистор S1 уже находится в открытом состоянии. Дроссель Ls, пока еще не насыщенный,
ограничивает скорость роста тока коллектора Ics4 ( Ls>>Ltrl) на очень низком уровне.
Таким образом происходит "мягкое" отпирание транзистора. К дросселю, в этот момент, приложено
постоянное напряжение и он насыщается к концу данного периода. Таким образом, период времени
Т1 заканчивается, когда происходит насыщение дросселя Ls. Интервал Т2 (t1<=t<=t2):
На этом интервале времени ток Icb линейно растет в
соответствие с ростом тока нагрузки Icb=IL'=IL/m (где m - коэффициент трансформации) и
ограничивается индуктивностью рассеяния трансформатора Ltrl.
Рис. 2: Диаграмма сигналов управления и кривые переключения при номинальной нагрузке
Интервал Т3 (t2<=t<=t3):
В течение этого интервала времени происходит передача
энергии из источника постоянного тока в нагрузку. Напряжение на блокирующем конденсаторе Св
практически линейно увеличивается с -Vcbmax до +Vcbmax. Этот конденсатор блокирует
постоянную составляющую в выходном напряжении преобразователя, сохраняя её в виде разности
напряжения. Постоянная составляющая может появляться из-за неравенства времени открытого
состояния транзисторов в диагоналях моста (S1/S4 относительно S2/S3). Период Т3 завершается
при запирании транзистора S1. Интервал Т4 (t3<=t<=t4):
Снабберные конденсаторы Cr1 и Cr2
заряжаются/разряжаются током Icb, текущим через блокирующий конденсатор начиная с момента
времени t3. По этой причине скорость нарастания напряжения на коллекторе транзистора
замедляется и он "мягко" выключается. Процесс предачи энергии завершается, когда выходное
напряжение преобразователя опускается ниже напряжения на нагрузке. В этот момент ток
нагрузки начинает протекать через плечо выпрямительного моста и вторичная обмотка
трансформатора закорачивается. Интервал Т4 завершается, когда диод D2 (рис.3) переходит в
проводящее состояние. Интервал Т5 (t4<=t<=t5):
Напряжение на коллекторе транзистора S2 удерживается равным нулю открытым диодом D2,
таким образом транзистор S2 может быть включен при нулевом напряжении
на нем (ZVS). Напряжение Vcbmax прикладывается к индуктивности рассеяния LTrL и насыщенному
дросселю Ls. Таким образом, ток первичной обмотки линейно уменьшается. Интервал Т5
заканчивается, когда ток Icb в диагонали моста изменяет свое направление на
противоположное и, как следствие, диод D2 запирается. Интервал Т6 (t5<=t<=t6):
На этом интервале времени дроссель Ls более не насыщен. Поэтому диагональный ток
моста удерживается на очень низком уровне и разрядка блокирующего конденсатора Св не
происходит. Теперь транзистор S4 может быть выключен при токе коллектора близким к нулю
(ZCS). Этот интервал времени завершается в момент запирания транзистора S4. Интервал Т7 (t6<=t<=t7):
Этот период необходим для того, чтобы произошла рекомбинация оставшихся носителей
заряда в p-n переходе IGBT S4. В данном случае транзистор запирается быстрее чем без использования
режима ZCS. Интервал Т7 заканчивается, когда включается S3.
ВЫБОР ОСНОВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
Снабберные конденсаторы
Выбор снабберных емкостей важен с точки зрения
получения минимальных потерь, при выключении транзисторов S1 и S2, и устойчивой работы
инвертора. Коммутационные потери, при выключении транзисторов S1/S2, могут быть рассчитаны
как функция емкости Cr в предположении, что ток через транзистор спадает по линейному
закону (Рис. 3).
Рис.3 Эквивалентная схема процесса выключения транзистора S1 и механизм снижения
коммутационных потерь.
Следует различать два случая: (1) CR > CRcrit:
(Напряжение на снабберном конденсаторе достигнет
напряжения питания после того, как ток коллектора транзистора S1 - Ics1 уменьшится до нуля.)
(2) CR < CRcrit:
(Напряжение на снабберном конденсаторе достигнет
напряжения питания прежде того, как ток коллектора транзистора S1 - Ics1 уменьшится до нуля.)
Где:
tf - время спада коллекторного тока транзистора;
Vd - напряжение питания моста;
На Рис.4 приведены результаты расчета коммутационных
потерь Pvsoff для обоих случаев, в зависимости от величины емкости снабберного конденсатора.
Видно, что снижение потерь на выключение при Cr>>Crcrit незначительно. Таким образом, при
разработке инвертора следует принять Cr1=Cr2=Crcrit.
Рис.4 Результаты расчетов коммутационных потерь транзистора S1 (IRGPC50U) c tf=320 ns.
Насыщающийся дроссель
Насыщающийся дроссель необходим для предотвращения
разряда блокирующего конденсатора на интервале времени t6+t7 и для ограничения повышения
тока при открывании транзисторов S3/S4. Поэтому не допустимо насыщение
дросселя в течение этих интервалов времени. Площадь поперечного сечения ферромагнитного
сердечника дросселя Aels и число витков обмотки Nls, удовлетворяющих этому условию, можно
рассчитать приблизительно из линеаризованных графиков напряжения на обмотке дросселя на
интервалах времени t5-t6, t6-t7, t0-t1 (см. Рис.2).
Время спада тока, текущего по диагонали моста зависит от величины индуктивности рассеяния,
от времени перекрытии сигналов управления на интервалах t2-t3 и t3-t4, от блокирующего
конденсатора и дросселя насыщения.
Максимальное напряжение на блокирующей емкости может
быть рассчитано как функция тока нагрузки:
Максимальное напряжение на блокирующей емкости Vcbmax
должно быть низким, чтобы было возможно максимально уменьшить необходимую площадь
поперечного сечения сердечника насыщающегося дросселя. Выбор емкости этого конденсатора
производится на основе компромисса между желательно низким напряжением на конденсаторе
Vcbmax и длительностью времени спада тока диагонали моста t4-t5. По этой причине необходимо,
чтобы индуктивность рассеяния трансформатора была небольшой.
Управление работой инвертора
Для правильного построения обратной связи по току и
организации адекватного управления ключами важно аналитически описать зависимость
изменяемого времени перекрытия импульсов управления ton от величины угла перекрытия
при разных токах нагрузки. В соответствие с
эквивалентной схемой на Рис.5 и с учетом линейного приближения эта зависимость может быть
записана следующим образом:
Рис.5. Эквивалентная схема для вычисления функции управления инвертором.
Некоторые из рассчитанных параметров функции управления
приведены на Рис.6. Эти данные позволяют оценить влияние пассивных компонентов на
управляемость током нагрузки. Снабберные конденсаторы существенно влияют на диапазон
регулирования инвертора. Увеличение их емкости приводит к уменьшению требуемого фазового
угла перекрытия для данного значения тока нагрузки из-за большей величины запасенной в них
энергии.
Рис. 6. Расчетные характеристики управления
При больших фазовых углах управления влияние снабберных
конденсаторов уменьшается. Увеличении частоты коммутации, при неизменном токе нагрузки,
требует увеличения углов перекрытия, так как интервалы t0-t1, t1-t2 и t3-t4 остаются
неизменными, в то время, как период сигналов управления уменьшается. Таким образом
становится ясно, что существует какая-то максимальна частота коммутации определяемая
используемой элементной базой, мощностью выхода и пассивными компонентами.
СПОСОБ УПРАВЛЕНИЯ КЛЮЧЕВЫМИ ТРАНЗИСТОРАМИ
ИНВЕРТОРА
Разработка адаптированного метода управления работой
PS-ZVZCS-FB конвертора была важной частью данной работы. Управление, в соответствие с
изменяющимися параметрами нагрузки, должно гарантированно обеспечить коммутацию силовых
транзисторов с низкими потерями во всем диапазоне нагрузок. Транзисторы S1 и S2 могут быть
включены только после того, как конденсаторы Cr1 и Cr2 будут полностью разряжены. Разрядка этих
конденсаторов производится током нагрузки, приведенным к первичной обмотке трансформатора. Если
ток нагрузки мал, то разрядка конденсатора может происходить достаточно долго, а на холостом
ходу источника разрядка вообще не возможна. Тогда при следующем включении транзистора
конденсаторы разряжаются прямо через транзисторы. В этом случае запасенная в них
энергия, зависящая от величины емкости, рассеивается в виде тепла (см. Рис.4):
Для исключения этого вида потерь необходимо
адаптировать алгоритм управления инвертором в соответствие с тем, что нагрузка - это
электрическая дуга. Для этого контролируется напряжение на снабберных емкостях и напряжение
на выходе инвертора. Импульсы управления ключами S1 или S2, сформированные специальным
фазосдвигающим резонансным контроллером PSRC, блокируются до тех пор, пока соответствующий
конденсатор Cr1 или Cr2 не разрядится. На практике это может быть очень просто реализовано
блокировкой драйверов ключей S1/S2.
Рис. 7: Время включения Tson транзисторов S1 и S2 при различной токовой нагрузке
Этот адаптивный метод управления некритичен к режиму
работы источника питания, потому что на интервалы времени, необходимые для передачи
энергии и защиты транзистора, не влияют негативные факторы (Fig.7). В режиме холостого хода
схема работает как симметричный полумост, т.к. конденсаторы не разряжаются и транзисторы S1
и S2 не включаются (Рис. 8). При этом регулятор тока генерирует минимальный угол перекрытия.
Сварочная дуга зажигается кратковременным контактом
между сварочным электродом и деталью. Это событие обнаруживается датчиком напряжения. Если
напряжение сварочной дуги становится ниже опорного значения, то транзисторов S1 и S2
разблокируются. После задержки в несколько микросекунд регулятор тока начинает
функцианировать в нормальных условиях и величина тока быстро повышается до заданного
значения без перерегулирования.
Рис. 8. Замкнутое адаптивное управление током (блок-схема)
МОДЕЛИРОВАНИЕ НА КОМПЬЮТЕРЕ И ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫЕ
РЕЗУЛЬТАТЫ
Чтобы оценить эффективность, динамические свойства, потери переключения и проверить
правильность, недавно разработанного, метода управления, был создан экспериментальный
сварочный источник с максимальной выходной мощностью 3,5 kW и питанием от однофазной сети
230 V. Расчётным путём были определены следующие параметры пассивных компонентов:
CR1=CR2 = 7,5 нФ
CB = 1,32 мкФ (VCBm = 62 V)
LS = 0,11 мГн (LSsat = 0,056 мкГн)
LTrL = 3,7 мкГн
m = 4
На рис. 9 показаны временные диаграммы выходного тока
и напряжения из которых видно, что при изменении нагрузки от холостого хода до короткого
замыкания отсутствует перерегулирование. На рис.10 показаны временные диаграммы напряжения
на транзисторах S1, S4 и ток текущий через S4 после того, как сварочный электрод коснулся
детали и прежде, чем запустился регулятор тока и драйверы транзисторов S1 и S2 (переход от
режима холостого хода к режиму короткого замыкания).
Рис. 9. Временные диаграммы тока и напряжения нагрузки в течение перехода от режима
холостого хода к режиму короткого замыкания.
Видно, что транзистор S4 работает почти с отсутствием
потерь переключения. Так же видно, что происходит полный обмен зарядами снабберных
конденсаторов CR1 и CR2. Транзисторы S1 и S2 могут в этом случае включаться при нулевом
напряжении (ZVS) после того, как их драйверы будут разблокированы.
Рис. 10: Уменьшение потерь переключения транзистора S4 во время, когда драйверы S1/S2
заблокированы.
Рис. 11: Уменьшение потерь переключения транзисторов S1 и S4 в низких
условиях загрузки ( IL = 30 A)
Рис. 12: Диаграммы выходного тока и напряжения в течение перехода с нагрузки электрической
дугой на короткое замыкание и обратно.
Рис. 11 показывает адаптацию сигналов драйвера S1 при
низкой токовой нагрузке (IL = 30 A). Рис. 12 и Рис.13 показывают диаграммы тока и
напряжения нагрузки в режиме, когда работа на электрическую дугу перемежается с короткими
замыканиями. Экспериментальные результаты показали, что в течение всех критических
фаз, когда нагрузка быстро изменяется, выбранный метод управления гарантирует низкие потери
переключения всех транзисторов. Результаты практического исследования подтвердились
моделированием.
Был использован симулятор смешанного режима SABER,
который отлично подходит для моделирования мощных схем с IGBTs, управлением и нагрузкой.
Система моделирования позволяет точно воспроизводить свойства IGBT IRGPC50U используя его
имитационную модель.
Рис. 13: Напряжения на транзисторах S1 и S4 и ток первичной обмотки трансформатора
при переходе от короткого замыкания к нагрузке электрической дугой (в масштабе рис.12).
Рис. 14: Ток, напряжение и мощность на транзисторе S4 в течение перехода
от короткого замыкания к нагрузке дугой (результат моделирования)
Моделированные и измеренные диаграммы можно сравнить
на рис.13 - Рис.15. На моделированных диаграммах мощности потерь на транзисторах виден
эффект уменьшения потерь переключения. Видно, что на транзисторах S1 и S2 практически
отсутствуют потери переключения. Относительно высокие потери, как видно из рис.16,
наблюдаются в мостовом выпрямителе и проводных соединениях. Индуктивность рассеяния
трансформатора ограничивает максимальную рабочую частоту этого экспериментального
сварочного источника.
Рис. 15.Ток, напряжение и мощьность на транзисторе S1 в течение перехода
от короткого замыкания к нагрузке дугой (результат моделирования)
Рис. 16: Эффективность инвертора, а так же общая эффективность экспериментального
сварочного источника.
Экспериментальный сварочный источник мощностью 3.5кВт
имеет КПД 92% в диапазоне нагрузок от 24% до 100 % номинальной. Возможно использование
IGBT типа IRGPC50U с частотой переключения между 50 kHz и 80 kHz [9].
ВЫВОДЫ
PS-ZVZCS-FB топология, объединённая с разработанным методом управления, осуществляющим
динамическую коррекцию последовательности импульсов управления в зависимости от условий
нагрузки, даёт возможность ключевым транзисторам инверторного сварочного источника
функционировать с минимальными потерями переключения во всём диапазоне нагрузок.
По сравнению с топологией представленной в [8], не требуется использование дополнительных
компонентов в преобразователе. Измерения в экспериментальном источнике и компьютерное
моделирование процессов, в которых транзисторы преобразователя практически не
эксплуатируются даже при быстрых изменениях нагрузки, подтвердили очень низкие потери
переключения.
Список литературы
Norrish, J.: Arc welding power sources - Design evaluation and
welding characteristics, International Institute of Welding (IIW), 1991,
Doc. XII-1215-91
Mecke, H.; Merfert, I.: Improvement of the dynamic performance of
inverter type welding power supplies by auxilary current sources in the
output circuit, electronica ґ94, Munich, 1994,
pp. 155-169
Pollock, H.; Flower, J.O.: Design, simulation and testing of a series
resonant converter for pulsed load applications,
PEVD ґ94, 1994, London, pp. 256-261
Malesani, L.; et al.: Electronic welder with high-frequency resonant
converter, IEEE Conf. Ind. Appl. (IAS) 1993, Toronto, pp. 1073-
1080
Theron, P.C.; et al.: Welding power supplies using the partial series
resonant converter, IECON 1993, pp. 115-120
Hua, G.; Lee, F. C.: Novel full - bridge - zero - current - switched
PWM converter, EPE ґ91, 1991, Firenze, pp 2-029 - 2-034
Hua, G.; Lee, F. C.: Soft-switching PWM techniques and their
applications, EPE ґ93, Brighton, 1993, pp. III/87-92
Jovanovic, M.M.; Lee, F.C.: Resonant and soft-switching converters,
Lecturer notes, March 16-17, 1995, chapters 4, 6
при разных токах нагрузки. В соответствие с
эквивалентной схемой на Рис.5 и с учетом линейного приближения эта зависимость может быть
записана следующим образом:
