Перевёл Валентин Володин.

АНАЛИЗ И ПРОЕКТИРОВАНИЕ ИЗОЛИРОВАННОГО ПОВЫШАЮЩЕГО КОНВЕРТЕРА С РЕЖИМОМ ZVS

      Jinrong Qian, Issa Batarseh, M. Ehsani

      Аннотация

      Здесь описывается улучшенный изолированный повышающий конвертер с режимом ZVS, использующий минимальное количество дополнительных цепей, включенных параллельно вторичной обмотке трансформатора. Режим ZVS и размагничивание сердечника трансформатора достигаются через резонанс, который существует между индуктивностью намагничивания трансформатора и паразитной емкостью. Для пояснения принципа действия приводится анализ установившегося процесса и основные принципы проектирования. Показано, что все выключатели работают в ZVS или ZCS с минимальным перегрузками по току и напряжению. Проверка на опытном образце мощностью 150Вт, работающем на частоте 150кГц, подтвердила, что экспериментальные результаты находятся в хорошем соглашении с нашим теоретическим анализом.

      I. ВВЕДЕНИЕ

      Электрическая изоляция между нагрузкой и источником питания требуется для многих применений. Для достижения этой цели используется высокочастотный трансформатор, включенный последовательно с ключом. Такому виду конвертера свойственно одно ограничение, заключающееся в том, что трансформатор должен быть размагничен в период когда транзистор заперт, из-за чего, в момент выключения, на транзисторе рассеивается вся энергия, накопленная в индуктивности намагничивания трансформатора, что приводит к перегрузке транзистора по напряжению и току. Чтобы этого не происходило, в практическом конвертере надо использовать дополнительную схему возврата энергии с фиксацией напряжения, а так же надо обеспечить интервал времени, необходимый для возврата энергии и размагничивания сердечника трансформатора. Существуют несколько схем использующих RCD-цепочку, дополнительную обмотку возврата и т.д [1-2]. С другой стороны, когда ключ запирается, энергия, запасенная в выходной емкости выключателя и межвитковой емкости трансформатора, рассеивается в полупроводниковых приборах, что приводит к дополнительным потерям. Поэтому, для уменьшения потерь переключения, исследовательский интерес был сосредоточен на ZVS и ZCS принципах коммутации. Обычно, в параллельных (PRC) и последовательных (SRC) резонансных коверторах, а так же в PRC LCC типа и квазирезонансных конвертерах (QRC) [3-7], эта проблема решается за счёт естественной потери проводимости и более высоких перегрузок по току и напряжению. Кроме того, режимы ZVS и ZCS сильно зависят от нагрузки и напряжения питания. Чтобы уменьшить потери переключения без дополнительной перегрузки по току и напряжению, недавно были предложены методы перехода при нулевом напряжении (Zero-Voltage-Transition) ZVT и перехода при нулевом токе (Zero-Current-Transition) ZCT[8-9].
      Как уже говорилось выше, здесь представлен улучшенный изолированный повышающий конвертер. ZVS режим достигается благодаря использованию небольшой дополнительной схемы, включенной параллельно вторичной обмотке трансформатора и антипараллельного диода, который начинает проводить раньше, чем ключ открывается. Резонанс происходит между индуктивностью намагничивания и резонансной емкостью, включающей выходные емкости обоих транзисторов, межвитковую емкость трансформатора и емкости перехода диода. Дополнительная обмотка и диодная фиксирующая цепь используются, чтобы зафиксировать максимальное напряжение в первичной обмотке трансформатора. В течение времени,когда транзистор заперт, конвертер действует как обратноходовый (flyback) и энергия накопленная в индуктивности намагничивания трансформатора передаётся в нагрузку. В дальнейшем будет показано, что все ключи работают в режиме мягкого переключаения и перегрузки по току и напряжению имеют небольшие величины. В следующем разделе будет дан полный анализ установившегося процесса иллюстрирующий принцип действие конвертера. Опытный образец конвертера подтверждает эффективность предложенной схемы.

      II. БАЗОВЫЙ ИЗОЛИРОВАННЫЙ ПОВЫШАЮЩИЙ КОНВЕРТЕР

      2.1. Анализ установившегося процесса

      На рис.1 показана принципиальная электрическая схема базового изолированного конвертера [10,11]. Основной ключ S2 включен последовательно с первичной обмоткой трансформатора. С2 - резонансный конденсатор, включенный параллельно паразитной выходной емкости ключа S2 . Трансформатор обеспечивает электрическую изоляцию и передачу энергии, накопленной в дросселе Li, в выходную цепь, которая состоит из выпрямительного диода Ds, конденсатора фильтра Сo и нагрузочного резистора Ro. Ls и Lm представляют соответственно индуктивности рассеяния и намагничивания трансформатора. Ток id2 - ток в первичной обмотке трансформатора или ток протекающий через ключ S2, который состоит из, приведённого к первичке, тока нагрузки Io/n и тока намагничивания iLm. Для упрощения анализа предположим, что конденсатор фильтра Co имеет достаточно большую ёмкость и поэтому выходное напряжение Vo практически неизменно. На рис.2 изображены временные диаграммы тока, напряжения на ключах, потока намагничивая iLm и напряжения на первичной обмотке трансформатора. Для анализа установившегося процесса можно использовать три схемы замещения, показанные на рис. 3.
      Интервал (a) [to-t1]: В момент t0 ключ S2 замыкается, а ключ S1 размыкается. Ток Id2 через S2 линейно уменьшается, и к ключу S1 прикладывается, приведённое к первичной обмотке трансформатора, выходное напряжение nVo. Энергия, запасённая в дросселе Li, трансформируется в нагрузку через трансформатор T и открытый диод Ds. В течении этого периода энергия в индуктивности намагничивания увеличивается благодаря линейно нарастающему току намагничивания. Схема замещения, для данного периода, изображена на рис. 3 (a). Из схемы видно, что намагничивающий ток iLm и ток id2 можно найти как:

      Где D - относительное время включенного состояния S1, Ts - период переключения.

      Интервал (b) [t1-t2]: S2 выключается, а S1 включается в момент t1. Ток входного дросселя Li начинает линейно увеличиваться. Индуктивность рассеяния Ls, индуктивность намагничивания Lm и конденсатор C2 образуют колебательный контур. Следовательно, изменение Vds2 и iLm происходит по синусоиде, как показано на рис. 2. В первой четверти периода колебания (t1-t2) энергия из индуктивности намагничивания передаётся в C2, а в следующей четверти (t2-t3) энергия из С2 снова возвращается в индуктивность намагничивания. Из рис.2 видно, что напряжение на S2 достигает своего максимального значения в момент t2 , когда энергия намагничивания полностью передаётся в С2. Поэтому, энергия намагничивания циркулирует в резонансном контуре, а не рассеивается в виде тепла в элементах схемы.


Рис. 1: Базовая схема повышающего конвертера.



Рис. 2: Временные диаграммы для рис.1.

Тем временем трансформатор перемагничивается, т.к. к его первичной обмотке прикладывается отрицательное синусоидальное напряжение, а ток намагничивания меняет знак. В момент t 3, напряжение Vds2 должно стать отрицательным, но этому препятствует встречный диод D2, который в этом случае начинает проводить. Ток намагничивания ILm и напряжение Vds2 можно найти по следующим формулам:

      Где:

      Интервал (c) [t3-t4]: В этом интервале диод D2 открыт, благодаря тому, что через него, в прямом направлении, течёт ток намагничивания, и к ключу S2 приложено практически нулевое напряжение, что даёт возможность, в момент t4, включить его в режиме ZVS. Благодаря низкому падению напряжения на D2, ток намагничивания остаётся зафиксированным на своём максимальном значении до момента t4, когда S2 включится, а S1 выключится и начнётся новый цикл. Ток входного дросселя Li продолжает увеличиваться, т.к. S1 включен. Схема замещения для данного случая изображена на рис.3(с).

2.2. Максимальные напряжения и токи

      Основываясь на проделанном анализе установившегося процесса, может быть замечено, что максимальные напряжение и ток S1 такие же как для обычного повышающего


Рис. 3: Три схемы замещения.

конвертера, в котором перенапряжения минимальны, как дано:

      Однако, на диаграммах рис. 2, показано что максимальное напряжение на S2 достигается в t2, когда вся энергия, накопленная в индуктивности намагничивания, передаётся в C2. Считая, что энергия намагничивания равняется энергии, запасенной в C2, можно найти максимальное напряжение Vds2,max по формуле:

      Где - круговая частота переключения.
      Чтобы гарантировать работу S2 в режиме ZVS, одна половина периода резонанса, которая является также временем перемагничивания трансформатора, должна быть меньше чем время включённого состояния S1. Поэтому, условие гарантированной работы S2 в режиме ZVS можно сформулировать в следующем виде:

      На рис. 4 показана зависимость максимального напряжения Vnc (Vnc = Vds2/nVo) от относительного времени включения и нормированной частоты . Основываясь на этой зависимости, мы можем проектировать конвертер работающий в ZVS области и легко определять минимальное перенапряжение на S2. Диод Ds находится в запертом состоянии, когда S2 отключен. Максимальное напряжение приложенное к Ds в момент времени t2 можно найти по формуле:

      Из проведённого анализа ясно, что S2 может работать в ZVS в некотором


Рис. 4: Перенапряжение как функция D и wns

диапазоне, в то время как S1 работает при жёсткой коммутации, которая приведёт к высоким потерям переключения. Кроме этого к ключу S2 прикладывается относительно высокое напряжение и это затрудняет оптимальное проектирование этого конвертера, позволяющее обеспечить ZVS и минимальный выброс напряжения на S2. В следующем разделе будет представлен улучшенный конвертер, в котором обеспечивается ZVS в полном диапазоне нагрузок, напряжений и токов при минимальных перенапряжениях.

      III. УЛУЧШЕННЫЙ ИЗОЛИРОВАННЫЙ ПОВЫШАЮЩИЙ КОНВЕРТЕР

      3.1. Принцип действия

      На рис.5 изображена схема и временные диаграммы улучшенного ZVS изолированного повышающего конвертера. Дополнительная обмотка и диод используются для перемагничивания сердечника трансформатора, уменьшения перенапряжения на S2 и частичной передачи энергии намагничивания в нагрузку. Маленький контур, состоящий из резонансной катушки индуктивности Lr, вспомогательного ключа Sa, диода Da и резонансного конденсатора Cr используется для достижения ZVS S1. В установившемся режиме, в пределах одного периода переключения, существует восемь топологических стадий показанных на рис. 6.
      Интервал (a), [t0- t1]: В момент времени t0 транзистор S2 включается, а S1 выключается. Диод Ds проводит, в то время как фиксирующий диод Dr находится в запертом состоянии. В этот интервал времени энергия передаётся в нагрузку через изолирующий трансформатор. Ток через транзистор S2 можно определить по формуле:

      Интервал (b), [t1- t2]: В t1, вспомогательный ключ Sa замыкается. Ток через катушку индуктивности Lra линейно нарастает до значения Io, в то время, как ток через диод Ds, линейно уменьшается и Ds будет естественно выключен в момент времени t2, когда iLr =Io. Этот период описывается формулой:



Рис. 5: Улучшенный ZVS изолированный повышающий конвертер и его временные диаграммы

      Интервал (c), [t2- t3]: в момент времени t2 начинается резонансный процесс в контуре Lr, Cr. Ток через резонансную катушка индуктивности Lr продолжает увеличиваться по синусоидальному закону, в то время как резонансный конденсатор Cr теряет свой заряд в течение этого периода. Cr можно рассматривать как комбинацию выходной емкости S1 и межвитковой емкости трансформатора, приведённую ко вторичной обмотке. Резонансные напряжение и ток могут быть выражены как

      Где

      В момент времени t3, энергия, запасенная в этой паразитной ёмкости, полностью передаётся в катушку индуктивности Lr, где напряжение Vcr и Vds2 уменьшаются до нуля и диод D1 начинает проводить. Этот интервал определяется как

      Где Cr=C1+ Ctr+Cj. Ctr и Cj паразитная емкость трансформатора и ёмкость перехода диода Ds.


Рис.6: Схемы замещения улучшенного конвертера

      Интервал (d), [t3-t4]: В момент времени t3 диод D1 ключа S1 переходит в проводящее состояние. Для достижения ZVS, управляющий сигнал, на затвор S1, должен быть подан в течении этого период. Ток резонансной катушки iLr, протекающий через вторичную обмотку трансформатора, практически неизменный.
      Интервал (e), [t4-t5]: Ключ S1 включается в момент времени t 4, а S2 и Sa выключены. Ток, через катушку индуктивности Lr, уменьшается до нуля, в то время как напряжение на Sa, благодаря проводящему состоянию диода Da, фиксируется на уровне Vo. Поэтому энергия, накопленнаф в Lr, передаётся в нагрузку. С другой стороны, конденсатор C2 и индуктивность намагничивания Lm образуют колебательный контур. C2 заряжается током намагничивания по синусоиде, которая показана на рис.6. Этот период кончается в момент времени t5, когда напряжение Vds2 возрастает до nVo и фиксирующий диод Dr начинает проводить, создавая условия ZVS.
      Интервал (f), [t5-t6]: В момент времени t5 диод Dr отпирается и напряжении на S2 фиксируется на уровне nV o. Энергия, запасенная в индуктивности намагничивания Lm, передаётся в нагрузку через обмотку Nr и диод Dr. В этот период преобразователь действует как обратноходовый. Это означает, что к первичной обмотке приводится отрицательное выходное напряжение, которое перемагничивает сердечник трансформатора, как показано на рис. 5. Этот период заканчивается в момент времени t6, когда ток намагничивания достигнет нуля, где ток намагничивания линейно уменьшается со скоростью равной -nVo/Lm. iLm можно найти по формуле:

      Интервал (g), [t6-t7]: В момент времени 6 ток намагничивания уменьшается до нуля и диод Dr естественно выключается при нулевом токе. В контуре Lm, C2 начинается колебательный процесс. Энергия, запасенная в конденсаторе C2, передаётся в индуктивность намагничивания Lm, благодаря чему ток намагничивания становится отрицательным в момент времени t7. Этот интервал продолжается, до t7, когда напряжение Vds2 уменьшается до нуля и D2 начинает проводить. В течение этого периода, ток ток iLm и напряжение Vds2 могут быть выражены как:

      Интервал (h), [t7-t8]: В момент времени t7, Vds2 достигает нуля. Ток намагничивания iLm остается постоянным, протекая через встречнопараллельный диод D2. В результате, создаются условия для включения S2 в режиме ZVS, в момент времени t8 .

      3.2. Достоинства предложенного конвертера

Из предложенного описания, можно заметить, что улучшенный конвертер имеет следующие особенности:
      1. Можно заметить, что и S1 и S2 работают в ZVS. Ds и Dr естественным образом переходят из открытого состояния в закрытое. Кроме этого, все паразитные элементы, включая выходные емкости ключей, емкости переходов диодов, межвитковые емкости, используются как резонансные компоненты. Энергия, запасенная в этих пассивных элементах, может быть отправлена в нагрузку, вместо того, чтобы рассеиваться в виде тепла в элементах схемы. Номинальный ток вспомогательного выключателя Sa относительно маленький, так как он активен только в течении короткого интервала времени. Как результат, коммутируемый ключём Sa действующий ток на много меньший, по сравнению с таковым для ключей S1 и S2. Токи и напряжения, коммутируемых ключами, имеют практически прямоугольную форму, которая обеспечивает минимальные перегрузки. Кроме этого, можно заметить, что пока ток iLr резонансной катушки индуктивности Lr стремится к току нагрузки Io, резонанс между Lr и Cr происходит при открытом ключе Sa. В результате C1 разрядится прежде чем S1 будет включен. Следовательно, ZVS режим S1 может поддерживаться в диапазоне падения. Этот вид структуры более подходящий для высоковольтных применений, и может использоваться в мощных корректорах коэффициента мощности.
      2. Так же можно заметить, что трансформатор работает и в первом и в третьем квадрантах, что делает использование сердечника более эффективным. Основная часть энергии, накапливаемой в индуктивности намагничивания, поступает в нагрузку.

      Следовательно, относительно меньшее количество энергии циркулирует в колебательном контуре Lm,C2. Согласно расчёта, 88 % энергии, запасенной в индуктивности намагничивания, может быть передано в нагрузку. Максимальное напряжение на S2 снижено до nVo, что позволяет использовать более низковольтный, а следовательно более мощный MOSFET-транзистор.
      При проектировании нужно принять во внимание несколько соображений. Во-первых, время открытого состояния ключа S1 не должно превышать 0.5 от длительности периода, чтобы трансформатор имел достаточно времени на перемагничивание. Во-вторых, период резонанса контура Lm,C 2 не должен превышать десятой части периода переключения для достижения режима ZVS ключа S2. Для задержки времени td , между сигналами включения ключей S1 и Sa, должно выполняться следующее неравенство:

чтобы S1 мог быть включен при нулевом напряжении. Количество витков первичной обмотки трансформатора можно определить по формуле:

      Где Ac и Bmax - соответственно, поперечное сечение и максимальная магнитная индукция сердечника. Для намотки обмоток надо использовать литцендрат, чтобы избежать скин-эффекта сопутствующего высокой частоте переключения. Область окна магнитопровода, занимаемого обмоткой, зависит от величины действующего тока протекающего через неё.

      IV. МОДЕЛИРОВАНИЕ И ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ

      4.1. Результаты моделирования

      Чтобы проверить принципы функционирования, было произведено моделирование предложенного улучшенного ZVS изолированного повышающего конвертер, изображённого на рис. 5. На рис. 7 показана моделируемая схема, с указанными номиналами компонентов.
      С использованием Pspice получены временные диаграммы тока и напряжения на ключах, тока iLr в резонансной катушки индуктивности Lr. Видно, что все ключи работают в ZVS, а диаграммы напряжений хорошо согласуются с нашим анализом установившегося режима

Li: 1 mH	Lm: 1 mH	Lr: 8 uH	Cl: 400 pF
C2: 400 pF	C3: 400 pF	C0: 50 uF	R0: 266 Ом
Fs: 150kHz	Np: 15	Nr: 12	Ns: 12

Рис. 7 Моделируемый улучшенный повышающий конвертер с ZVS

      4.2 Экспериментальные результаты

      V. ВЫВОДЫ

      Представленный улучшенный изолированный повышающий конвертер с режимом ZVS использует минимум вспомогательных цепей, чтобы достичь ZVS и уменьшить потери переключения, используя фиксирующую схему, чтобы


Рис. 8: Моделированые диаграммы напряжений

минимизировать возврат энергии в источник питания, в котором большинство энергии, запасенной в индуктивности намагничивания, передаётся в нагрузку. Как следствие, это приводит к тому, что в контуре Lm, C2 циркулирует меньшее количество энергии. Все паразитные емкости используются как резонансные элементы так, что энергия хранящийся в этих конденсаторах может быть передана в нагрузку, что увеличивает эффективность преобразования. Кроме того, режим ZVS может поддерживаться независимым от величины нагрузки и колебаний входного напряжения. Все ключи работают в режиме мягкого переключения, что позволяет получать минимальные величины перегрузок по току и напряжению. Теоретический анализ и принцип действия были подтверждены моделированием и экспериментом. Для проверки предложенной схемы был построен опытный образец конвертера мощностью 150Вт, работающего на частоте 150кГц.

      БЛАГОДАРНОСТИ

      Специальная благодарность доктору Kasemsan Siri за его ценные замечания и вклад в эту работу.

      СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

      [1] Naoki Murakami and Mikio Yamasaki ' Analysis of a resonant reset condition for a single -ended forward converter" EEE PESC'88, pp. 1080-1086.
      |2] C. S. Leu, G. Hua. F. C. Lee, " Analysis and design ofR-C-D clamp forward converter" VPEC'92 seminar, pp.113-120.
      [3] К. Н. Liu, F.C. Lee "Resonant switch-A unified approach to improve performance of switching converter," ШЕЕ INTEC'84, pp. 334-341.
      [4] A. Bhat and S. B. Dewan " Analysis and design of a high frequency converter using LCC-type commutation " IEEE PESC'86, pp. 657-663.
      [5] R .L. Steigerwald,"A comparison of half bridge resonant converter topologies," IEEE Trans. On Power Electronics, Vol. 3, No. 2, pp. 174-182, April 1988.
      |6] A. S. Bhat and S. B. Dewan, "Analysis and design of a high frequency resonant converter using LCC-type commutation." IEEE APEC'86, pp. 657-663.
      [7] A. W. Lotfi, V. Vorperian, F. C. Lee, "Comparison of stresses in quasi-resonant and pulse-width -modulated converters, " IEEE PESC'88, pp. 591-598.
      |8] G. Hua, C. S. Leu and F. C. Lee. " Novel zero-voltage-transition PWM converters" IEEE PESC'92, pp. 55-61.
      [9] G. Hua, E. X. Yang, Y. Jiang and F.C. Lee, "Novel Zero-Current-Transition PWM converter* IEEE PESC'95, pp. 538-544.
      [10] Jmrong Qian, Issa Batarseh.M. Ehsani, "Analysis, design and experimental study of a Zero-voltage-switching isolated boost converter'. EEE IPEC'95, Japan, pp. 1718-1722.
      [11] К. Siri. V. Caliskan. L Batarseh," PWM Zero-voltage-switching single-ended current-fed converters with output isolation," IEEE АРЕС'94, pp.150-158,1994.

---

---